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本文始於2009年,2010年進一步以三種模擬方式,研究同樣的differential impedance (100 ohm),不同的線間距,其差動訊號傳輸特性的差異;也就是differential pair是否在特性阻抗匹配的前提下,線間距越近越好?從模擬結果看出,當differential space太小,低頻的loss會明顯增加,所以差動訊號線並不是越近越好。
這樣的結論,一直沒有較好解釋。所幸2011.09年, 筆者終於在台大吳瑞北老師的講義(p.26~29),與Howard Heck大師的講義[1]找到了答案,這現象在SI領域稱為[Differential Losses]。DesignCon2018也有一篇特別講這部分[2]。
PS:本文第一段Designer部份,感謝簡先生來信討論,引發筆者更進一步用SIwave與HFSS做印證比對,最終完成本專題
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使用Designer/Nexxim中的Multi-coupled Line
-- S-parameter、TDR、Eye-diagram -
使用SIwave建模與觀察頻域特性,再用Designer/Nexxim看眼圖
-- S-parameter、TDR、Eye-diagram -
使用HFSS建模與觀察頻域特性,再用Designer/Nexxim看眼圖
-- S-parameter、TDR、Eye-diagram -
問題與討論
4.1 為何differential space越近,低頻loss會增加?
4.2 為何"Microstrip的"differential space越近,低頻loss增加,但高頻loss卻是減小的?
(mm) S=0.5W S=W S=2W H 0.53 0.34 0.3 W 0.5 0.5 0.5 S 0.25 0.5 1 L 100 100 100 T 0.0355 0.0355 0.0355 Er 4.4 4.4 4.4 Loss-Tan 0.02 0.02 0.02
1.1 選擇傳輸線模型
在"Components"標籤頁內,選擇Nexxim Circuit Elements展開Distributed\Microstrip\Coupled Lines\選用MS_MCPL02
1.2 設定傳輸線模型(線寬、線距、疊構)
1.3 完成傳輸線模型與模擬電路的連接
以上軟體操作程序不熟悉的,請參閱本站另一篇專文
1.4 S-parameter
發現頻域在2.5GHz以上,諧振模態有差異,除此之外S-parameter特性都能維持SDD11在-27~-30dB (S=0.5W略差)。
1.5 TDR
1.6 Eye-diagram
從時域眼圖看出,S=0.5W的傳輸線loss較大(上升與下降緣較緩),但差異不明顯。
2.1 建立傳輸線模型(線長100mm,線寬0.5mm)
2.2 Export S-parameter (.s4p)
2.3 S-parameter
下圖是SIwave v4.0所得到的differential pair S-parameter;必須先跑過[Simulation\Compute S-,Y-,Z- parameters],再執行[Results\SYZ\SYZ Sweep 1\Compute Differential S-parameters],[Create Differential Pair]後,即能得到以下波形
S=0.5W的SDD11明顯較差,在2.5GHz頻寬以內,大約差了10dB。
2.4 TDR
SIwave v4.0跑出的是odd-mode, even-mode impedance Zdiff=2*Zodd_mode,但SIwave v5.0可以設定diff. pair後,直接得到diff. impedance
2.5 Eye-diagram
時域眼圖個別差異不明顯。
3.1 建立傳輸線模型
以HFSS做microstrip分析時,substrate(FR4)與GND plane最好外擴4~5倍線寬,走線上方的背景空間高度,也至少取堆疊厚度的6~7倍,且模擬differential pair時,space較寬的case,走線上方背景空間高度要留較高。
3.2 Export S-parameter (.s4p)
3.3 S-parameter
3.4 TDR
3.5 Eye-diagram
從時域眼圖看出,S=2W, S=W, S=0.5W的傳輸線loss依序小到較大(上升與下降緣較緩)。
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問題與討論
4.1 為何differential space越近,低頻loss會增加?
這現象在SI領域稱為[Differential Loss],是因為近距離下,差動訊號間的電場強耦合所引起的肌膚效應,使得conductor loss增加的原故。[1]
當維持100 ohm差分特性阻抗設計的傳輸線彼此距離愈近,其走線線寬勢必越小,所以低頻阻抗增加 [2]
4.2 為何"Microstrip的"differential space越近,低頻loss增加,但高頻loss卻是減小的?
低頻的loss由肌膚效應dominate (DC conductor loss),高頻的loss則由dielectric loss by E-fields fringe dominate. [3]
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Designer/Nexxim所提供的傳輸線模型非常方便,且具有一定的參考性,但還是以SIwave建模所得到模擬結果較接近real case。
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標準的傳輸線模型,筆者建議用SIwave+Designer/Nexxim模擬,這樣除了可以節省時間,還可以避免對於HFSS不熟悉的工程師,因為背景空間設的不夠,或邊界條件設錯而得到錯誤的模擬結果。
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只要differential impedance滿足特性阻抗匹配,differential-pair space近一點可以提高抗雜訊效果。但當space太小時,從HFSS與SIwave的模擬結果可以看出S=0.5W的case,SDD11在2.5GHz以內,從-37dB變差為-26dB (從HFSS模型上則看到S=0.5W的眼圖over-shoot明顯較大,但差分特性阻抗只有2 ohm mismatching)。
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Differential pair之間的線距越近,其存在的問題是低頻loss會變大,rising time/falling time變大
先取能滿足differential impedance阻抗匹配的數種設計,再於其中選擇S最小且滿足S³W條件者。
讀者如果曾使用Ansoft HFSS的3D Via Design,會發現其different pair的距離也是取約S=W
[1] Howard Heck大師的講義(p.22,37~42)
[2] Santa Clara, "A TUTORIAL ON VERY HIGH SPEED DIFFERENTIAL SIGNALING", DesignCon2018, p20~23, p27~28.
[3] 台大吳瑞北老師的講義(p.26~29)